TL; DR
Obwód jest prezentowany w oparciu o topologię regulatora, stabilną dla dowolnego obciążenia pojemnościowego, która obejmuje diodę szeregowo z prądem wyjściowym. Napięcie wytwarzane na tej diodzie jest nominalnie logarytmem prądu, co pozwala na pomiar bardzo szerokiego zakresu prądu za pomocą pojedynczego zakresu napięcia. Doskonała stabilność dynamiczna została wykazana w symulacji.
Przy niskim prądzie obwód jest głośny i wolny (bez dużej niespodzianki). Obecne wyniki pokazują około +/- 5% szumów RMS przy niskich prądach, dla czasów ustalania 10uS dla prądów 1uA i powyżej, zwiększając się do 1 sekundy czasu ustalania dla prądów do 1nA.
/ TL; DR
Podejrzewam, że nie potrzebujesz wysokiej dokładności. Myślisz, że tak, tylko ze względu na ogromny zakres od nA do 500mA. Oczywiście +/- 1nA przy 500mA wymagałoby kolosalnej dokładności. Podejrzewam, że przydatne byłoby +/- 10% przy 500 mA jednocześnie z +/- 10% przy kilku nA i pojedynczym zakresie obejmującym oba bez przełączania.
Początkowa myśl, którą początkowo rzuciłem jako sugestię, jest pokazana na dole postu w celach informacyjnych.
Niestety ma fatalną wadę. Chociaż może wskazywać wystarczająco dobrze 1nA, gdy prąd nagle rośnie, wyjście opampa początkowo się nie porusza, zarówno z powodu wewnętrznej kompensacji, jak i C1. W rezultacie napięcie wyjściowe spada o ponad 1 V (potrzebne, aby prąd przepłynął przez Q1 i D1) na chwilę, co poważnie zawstydziłoby każde MCU zasilane przez tę linię.
„Rozwiązaniem” jest włączenie do analizy pojemności odsprzęgającej szynę MCU. Jednak dodatkowe C na linii MCU wywołuje niestabilność, ponieważ znajduje się on w bocznicy z wejściem odwracającym opamp i praktycznie nie można go skompensować w szerokim zakresie, jaki chcemy.
Następna myśl brzmiała: „to w zasadzie wzmacniacz transimpedancyjny, choć z bardzo nieliniowym rezystorem sprzężenia zwrotnego, jak są stabilne?”. Szybkie poszukiwanie tych doprowadziło mnie do artykułu Boba Pease'a (RAP Nat Semi, Bob Pease - musisz przeczytać dla każdego projektanta analogowego. Jeśli nie bierzesz nic więcej z tej odpowiedzi, wykop i przeczytaj niektóre z jego rzeczy!)
Szybko stało się jasne, że założona pojemność na węźle odwracającym wzmacniacza operacyjnego, chociaż duża w porównaniu z pF, była bardzo mała w porównaniu z 10uF, które możemy znaleźć na linii VCC, a dostrajanie dużej prędkości zakładało stały rezystor sprzężenia zwrotnego, więc ta topologia nie była początkowa.
Pomyślałem więc, że jeśli nie zamierzamy odbarwić MCU, gdy zmieni się prąd, musi on zachowywać się jak regulator. Przypomniałem sobie problemy LDO z tantalem i ceramicznymi kondensatorami wyjściowymi. Architektury, które są stabilne w przypadku pół toru ESR tantalu, nie są stabilne w przypadku ceramiki. Gdy topologia zostanie zmieniona w celu tolerowania zerowej ESR ceramiki, mogą one tolerować każdą dużą wartość powyżej określonego minimum.
Aby poradzić sobie z dużym kondensatorem wyjściowym, został zaprojektowany jako dominujący biegun, a źródło prądu wyjściowego zamienia go w integrator, utrzymując resztę łańcucha sterującego z przesunięciem fazowym mniejszym niż 45 stopni. Po wykonaniu tego odwrócenia kondensator wyjściowy może być dowolnego rozmiaru większy, a LDO nadal będzie stabilny. Kondensator wyjściowy regulatora zapewnia utrzymanie całego napięcia podczas zdarzenia zmiany prądu.
Teraz szukałem notatek aplikacji LDO. W rezultacie jest to nowy projekt. Jest zasadniczo podobny do oryginalnego w koncepcji DC, ale jest zbudowany wokół kondensatora wyjściowego i wykorzystuje sztuczki zastosowane przez LDO przeznaczone do ceramiki, aby uzyskać wystarczającą stabilność.
Analiza
Q2 to szeregowe urządzenie PNP, skonfigurowane tak, aby R2 było wyjściem prądowym. Ten konkretny typ to 1 Amp, 200 hfe 150, 50v, 400MHz ft dość dobrej jakości część, która była w bibliotece LTSpice. I1 przenosi go do wartości nominalnej 10mA, aby zmniejszyć wymaganą deltę V, gdy nagle konieczne jest zwiększenie prądu od zera, i zapewnić znaczny spadek prądu, aby poradzić sobie z nagłym zmniejszeniem mocy wyjściowej.
D1 jest naszym starym przyjacielem nieliniowym elementem, przez który prąd wyjściowy wytwarza napięcie logarytmiczne. Użyłem 1n4148 tak, jak było w bibliotece. Łączą go R1, aby zdefiniować dolny koniec zakresu prądu (10 mV dla 1nA), D3, aby wychwycić odwrotne napięcia, gdy prąd nagle spada, oraz C2, ponieważ poprawia stabilność i przekroczenie mocy wyjściowej. Zauważ, że jeśli 1N4148 zostanie zastąpiony grubszym typem 1n400x, ich wyższa pojemność zostanie całkowicie pochłonięta przez C2, więc są wystarczająco dobrze modelowane dla stabilności.
Modelowałbym TL071. Najpierw spróbowałem LTC1150, który miał GBW 1,5 MHz, ale starał się uzyskać rozsądną stabilność. Następnie przełączyłem się na pokazany LT1022. Jest to nieco szybsze przy 8 MHz GBW, ale istnieje wiele znacznie szybszych części.
Sieć wokół niego zawiera R3, aby wyczuć 0v, C3 dla stabilności, i R4, aby dodać zero do C3, jak sugerowano w uwagach do aplikacji LDO. Przy tych wartościach, które zostały osiągnięte dzięki nadziei i wypiciu, nie jest już tak źle. Jestem pewien, że może być lepiej przy odrobinie właściwej analizy. Zamiast używać jeszcze szybszego wzmacniacza stabilnego wzmocnienia jedności, lepiej jest użyć takiego, który jest nieskompensowany.
Z pewnością wygląda wystarczająco stabilnie do tego celu. Każdy, kto buduje ten obwód do użycia w gniewie, może znaleźć trochę niemodelowanych pasożytów, które zmniejszają stabilność, ale sugerowałbym, aby zacząć od jeszcze szybszego wzmacniacza, aby dać sobie trochę więcej miejsca na łokcie.
I2 zapewnia zależne od czasu obciążenie prądu dla wersji demonstracyjnej. Jak widać z ciągu parametrów, zmienia on 100pA na 100mA z czasem narastania 100nS (więc zmieniając prąd w jednym cyklu 10MHz) iz powrotem. Dioda D2 zapewnia wygodny sposób symulacji do pokazania prądu dziennego i nie jest częścią obwodu docelowego.
Podczas wykonywania symulacji wolę mieć całą „akcję” około 0 V, więc dla pokazanych tutaj szyn -5, 0 V i + 5 V, przeczytaj odpowiednio 0 V, + 5 V i + 10 V dla aplikacji PO.
Jest to ogólny wykres przejściowy
Początkowa wartość napięcia wyjściowego DC wynosi 0,5mV dla 100pA, a kiedy przechodzę od 1nA, wynosi około 5mV, więc mamy rozsądną różnicę na poziomie i poniżej 1nA.
Gdy prąd wzrasta, następuje nieznaczne przekroczenie wartości pomiaru.
Obrót osiąga granice diody, gdy prąd maleje. Podczas przełączania ze 100mA na 100pA jest też ogon do czytania 20mS, nie wiem jak to poprawić, być może ktoś ma jakieś sugestie. Ogon jest nadal obecny podczas przełączania na 10nA, ale podczas przełączania na 100nA lub więcej, ogon jest nieobecny. W przypadku tej aplikacji wyobrażam sobie, że to OK.
Na kolejnych trzech wykresach przyjrzymy się ważnej stabilności napięcia wyjściowego szyny.
Przy wzroście ze 100pA do 100mA
Przejściowy stan przejściowy szyny wynosi tylko 12 mV i jest martwy. Nie znajdziesz wielu komercyjnych LDO zapewniających taką wydajność w przypadku tak gwałtownej zmiany prądu.
i w drodze powrotnej ponownie do 100pA
Bez D3 zapewniającego odwrotne przewodzenie, Vmeas przechyliłby się na szynę -ve raczej przez chwilę niż do -0,6 V.
Przejściowy stan przejściowy kolei jest również ograniczony do 12 mV. Możesz zobaczyć ograniczenie prędkości w dół, które jest wynikiem ujścia prądu I1.
Nie powiem, że to dowód zasad, ale uważam, że jest to bardzo dobry dowód wiarygodności. Symulacja zawiera wiele pasożytów, Q2 Miller C, kompensację opampa, a biorąc pod uwagę wydajność rywalizującą z LDO, myślę, że to całkiem dobra podstawa, od której można zacząć opracowywać coś, co może zasilać MCU, przy różnych prądach, czytając duży zasięg.
To pokazuje Vmeas jako wynik. Jak wskazano w oryginalnym poście, dokładność termiczna poprawi się, jeśli zostanie zmierzona w odniesieniu do innej diody w tej samej temperaturze. Vmeas jest wyjściem o niskiej impedancji, więc jest to bardzo proste w przypadku prostego wzmacniacza różnicowego.
Tak jak poprzednio, zastąpienie R1 rezystorem o niższej wartości da bardziej dokładny wyjściowy zakres liniowy dla napięć, dla których D1 nie przewodzi.
Problemy z hałasem
Teraz, gdy opracowano stabilny obwód, możemy zacząć patrzeć na hałas. Poniższy wykres pokazuje wzmocnienie z wejścia wzmacniacza operacyjnego z kondensatorem 1nF zamontowanym na C2. Krzywe obejmują od 100pA do 100mA. Krzywe 100pA i 1nA są nierozróżnialne przy jasnoniebieskim i bardzo zbliżonym do czerwonej krzywej 10nA. 1uA jest różowy, 1mA jest ciemnoniebieski, krzywa 100mA jest najniższa jako fioletowa.
Wykorzystanie symulacji hałasu LTSpice i użycie .measure do zintegrowania szumu wyjściowego w paśmie od 10mHz do 10MHz, przy użyciu kondensatora 33nF dla C2, skutkowało względnie stałym szumem 2mV rms dla prądów 1nA do 100uA, przy szumie spadającym wraz ze wzrostem prądów do około 100uV rms przy 100mA.
Karą za zwiększoną wartość C3 był wydłużony czas osiadania po skokowym zmniejszeniu prądu. Czas do osiągnięcia 1 mV wartości końcowej wynosił około 10 mS do 1uA, 60 mS do 100 nA, 500 mS do 10 nA i 900 mS do 1 nA.
Obecny wzmacniacz operacyjny, LT1022, żąda kilku wartości 10 nV przy 1 kHz. Wspomniany wcześniej artykuł Boba Pease'a na temat wzmacniacza transimpedancji sugeruje, że możliwe jest zastosowanie 3nV przy wejściowym FET o niskim natężeniu, wykorzystując dyskretne FET o niskim poziomie szumów jako front end wzmacniacza kompozytowego. Zastosowanie takiego ulepszonego opampa powinno obniżyć poziom hałasu o rząd wielkości.
Jest to oryginalna sugestia w celach informacyjnych.
symulacja tego obwodu - Schemat utworzony za pomocą CircuitLab
Opamp będzie serwował prąd przez Q1 i D1, aby utrzymać napięcie wyjściowe na poziomie 5 V, więc MCU zawsze widzi prawidłowe napięcie robocze.
Napięcie mierzone między dwiema diodami jest proporcjonalne do logarytmu stosunku prądu D1 do prądu D2. Chociaż możesz pracować z napięciem na samym D1, jest ono zależne od temperatury. Ta metoda wykorzystuje D2 do kompensacji tej zależności.